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除了滤波电容的容量要选择适当，我们还需要考虑滤波电容的耐压值，电容耐压值不够会发生危险。为了降低成本，一般电容耐压值比输出电压高一些即可，比如可以选择1.2倍的裕度。并且考虑到一般的电解电容有等效电阻，因此选用电解电容时可以选择实际值比理论计算值大的电容，并且可以是多个并联使用。为了减小开关管的电流，减小输出端整流桥上的电压，从而降低损耗，高频变压的原副边变比应尽可能大一些。为了满足输出电压值的要求，则需要根据实际输入的电压值和输出电压值要求来考虑。以输入电压最小值为基准来进行计算，变压器变比：K=。其中vin(min)是输入电压最小值，vo是输出电压，vd是整流二极管导通压降，Dsec是副边占空比，在此取值0.8。将各个参数代入计算可得变比K为7.44，在这里可以取值为7.5。有两种方法可以将敏感元件的电阻转换为电压。苏州霍尔电压传感器价钱
数字控制电路的软件主要包括主程序、各个模块初始化程序、周期中断服务子程序、下溢中断服务子程序、AD中断服务子程序、PID调节子程序等几大部分组成。主程序的主要任务是系统自检，系统初始化，然后循环执行主程序等待中断。初始化是对程序中用到的常量、变量进行有意义的赋值，以及对PWM输出口和DSP数字I/O口设置，中断寄存器的赋值、定时器的赋值、事件管理器中相关寄存器的赋值以及A/D模块中寄存器的赋值也是初始化程序需要完成的任务。为了保证主电路的安全，在初始化完成前，所有的定时器都被禁止，PWM输出比较器也未被使能，PWM对应的输出为高阻态。ADC模块初始化是对A/D采样的模式，采样的通道、转换的方式等进行设置。ADC模块的启动由周期中断完成，采样完成后A/D等待中断响应，采样值倍读取后进行PID计算，计算结果即为下一周期输出PWM的移相角度。整个程序主要任务是时刻监测电路重要信号，保证电路安全工作的前提下，利用DSP内部各个模块实现采集输出端电压电流信号，通过PID子程序处理后得到具有死区时间和相位差的四路PWM波。上海化成分容电压传感器发展现状将电流限值在毫安级，此电流经过多匝绕组之后。
1）额定电压：根据前面的计算，电网取电输入整流后直流母线峰值电压为373v。一般情况下选用额定电压为直流母线最高电压的两倍的开关管，在此处，前端储能电容兼具滤波稳压作用，功率开关管的电压可以降低，选用额定电压为500v的开关管即可。2）额定电流：补偿电源总功率约为1200w，直流侧母线比较低电压为199v，由此估算通过桥臂上最大电流为6A，考虑到2倍裕量，可以选用额定电流12A的开关管。考虑到补偿电源的容量可能会在后期实验中加以扩充，故而选用开关管时选用额定电压为600v，额定电流为50A的IGBT，具体型号为英飞凌公司的IKW50N60T。
根据实际工作过程分析，超前桥臂上开关管开通过程中，原边电路保持向负载端输送能量，则负载端滤波电感等效于和原边谐振电感串联，这样对超前桥臂上两个谐振电容充放电的能量由原边谐振电感和负载端滤波电感共同提供，这样能量关系式很容易满足[6]。时间关系式只需要适当增大死区时间即可，超前桥臂上开关管的零电压开通很容易实现。滞后桥臂上开关管开通过程中，桥臂上谐振电容的充放电能量**来自于谐振电感，并且在此过程中电源相当于是负载吸收谐振电感中的储能，电流处于减小的状态，从而滞后桥臂上开关管的零电压开通实现难度增大。它可以测量交流电平和/或直流电压电平。
图3-6和图3-7所示分别为输出端电压值和电压纹波（图中横纵坐标分别为时间和电压），经过PID闭环反馈后，输出电压值的纹波系数可达0.16%。因为本仿真实验中只加入了电压单闭环反馈，进一步提高精度需要再在外环加入电流反馈环。仿真电路很好的验证了试验参数计算的正确性和合理性，在本电路的初步设计中可以按照仿真电路中参数进行实验电路的搭建。传统的控制技术多是以模拟电路为基础的，其固有的缺陷是显而易见的， 比如 电路本身复杂、模拟器件本身存在差异性、温漂明显、不可编程性。基于这些固有 的缺点，数字化的控制技术优势便展现出来。通过鉴相器检测光波相位差来实现对外电压的测量。上海化成分容电压传感器发展现状
分压式电压传感器测量简单，测量精度较高，但对分压电阻要求具有稳定的温度特性。苏州霍尔电压传感器价钱
谐振电感参数确定后即是实物的设计，同上一小节中高频变压器的设计类似，谐振电感的设计也是首先选择磁芯，然后根据气隙的大小计算绕组匝数，根据流通的电流有效值确定线径，***核算窗口的面积。如果上述验证无误即可进行绕制。为了实现移相全桥变换器的超前桥臂和滞后桥臂上开关管的软开关，必须根据直流变换器的开关管死区时间和开关频率来确定全桥变换器的超前桥臂和滞后桥臂上的谐振电容。前面已经讲过，超前桥臂和滞后桥臂上的开关管的零电压开通条件是不同的，所以必须分开计算。苏州霍尔电压传感器价钱
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