为了得到高精度、可控、快速反应的电源,首先想到的解决方案便是利用电力电子变换器。电力电子技术经过几十年的发展,已经成为电力参数变换和控制的基本手段,尤其伴随着新型电力电子器件的出现和发展,以及高频化、软开关和集成化技术的发展应用,电力电子技术可以满足各种类型的电源要求。直流变换器是电力电子变换器的重要的一部分, 电力电子中 DC/DC 变换的方案 也有很多。按照是否具有电气隔离的方式分类, 直流变换器可以分为隔离型和非隔 离型两类。隔离型的直流变换器也可以看作为是非隔离型变换器加入变压器转变而 来的。将电流限值在毫安级,此电流经过多匝绕组之后。无锡霍尔电压传感器发展现状

对于前端储能电容还需要考虑的参数是其耐压值,直流母线上电压峰值为373v,留一定裕量,可以选择耐压值为500v的电解电容作为储能电容。在电力电子变换和控制电路中,都是以各种电力半导体器件为基础的。我们在设计电路时,也有很多可供选择的电力半导体器件,BJT、MOSFET、GTO、GTR、IGBT等。但是每种元件都有其自身特点以及**适合应用场合。例如MOSFET开关频率高,动态响应速度快,但其电流容量相对小,耐压能力低,适用于低功率、高频的场合[13][14]。门级可关断晶闸管具有自关断能力、电流容量大、耐压能力好,适用于大功率逆变场合。IGBT的性能相对来说是介于两者之间,有较高的工作频率(20K以上),有较大的电流容量和较好的耐压能力。在本实验中,装置的功率在10kW以下,频率在20K以下可以满足要求,故而综合考虑选用全控、压控型器件IGBT作为开关管。常州循环测试电压传感器发展现状我们知道一个电容器由两个导体(或两个板)组成。

削去原有电源系统纹波的补偿方案有三种:注入、吸收、少则注入多则吸收。是单方向的向磁体注入电流,填补纹波,将整体的电流修正到纹波很低的水平。从磁体中吸收电流,是削波的方式将纹波中和得到纹波更小的电流。前两种方案的综合,将高于设定值得电流吸收、低于设定值的电流则进行补偿,电流的供应室双向的,即积存在注入也存在吸收。由于磁体电源系统中三套电源是各自**向磁体供电的,所以补偿电源系统的设计业可以**进行。由上述补偿方案可见,补偿电源只需要补偿原供电系统中纹波部分,所以补偿电源容量较小,可以直接从电网中取电进行AC/DC变换。补偿电路原理图如图2-3所示B1为三相工频整流桥,C0为储能电容器,B2为IGBT逆变桥,TM为高频变压器,B3为高频整流桥。Lf和Cf构成输出滤波器,Cp为补偿电容,Lp为滤波电感,DCCT为高精度零磁通电流传感器。
整个控制板由五个模块构成:电源模块、采样及A/D转换模块、DSP控制模块、PWM输出模块、驱动电路模块。数字控制电路中任何一个芯片的工作都离不开电源,其中DSP芯片和A/D芯片对电源的要求很高,电源发生过电压、欠电压、功率不够或电压波动等都可能导致芯片不能正常工作甚至损坏。对于任何一个PCB板,电源模块设计的好坏都直接影响着整个控制板工作的稳定。在设计电源模块的时候,不仅要为整个控制板提供其所需要的所有幅值的电压,还要保证每一个幅值的电压值稳定、纹波小,必要时须电气隔离,并且电源模块须功率足够。目前只有电压闭环反馈,接下来须引入电流闭环实现 对电路输出电流的控制。

在产生移相脉波时,计时器的计时都有一个固定的时基,计时器以时基为参考点开始计数,当比较寄存器中的值和设定值相等就会产生一个比较中断。由此机理,移相角的改变有两种方法:1)不断改变时基;2)不断更新比较值。DSP比较寄存器处于增减计数模式,一般时基是固定的。由于增减计数模式中每一个周期都会产生一个周期中断和下溢中断,于是我们可以利用这两个中断将设定值重置来实现另外一对PWM波的移相。超前桥臂上一对互补PWM波由比较单元1产生,对应的比较寄存器为T1CMPR,即为比较寄存器1的设定值,计数寄存器为T1CNT。滞后桥臂上一对互补的PWM波由比较单元2产生,对应的比较寄存器为T2CMPR,即为比较寄存器2的设定值,为了保证参考坐标的一致性,比较单元2和比较单元1共用同一个计数寄存器。假设我们拿着传感器,然后把它的前列放在带电导体附近。杭州循环测试电压传感器发展现状
方向相反,从而在磁芯中保持磁通为零。无锡霍尔电压传感器发展现状
移相全桥变换器在工作时,通过与开关管并联的谐振电容和原边谐振电感谐振,来实现开关管的软开关。主电路拓扑结构如图2-4所示。图中T1和T2为超前臂开关管,T3和T4为滞后臂开关管;C1和C2分别为T1和T2的并联谐振电容,且C1=C2=Clead;C3和C4分别为T3和T4的并联谐振电容,且C3=C4=Clag;D1~D4分别为T1~T4的反并联二极管;Lr为原边谐振电感;TM为高频变压器;DR1~DR4为输出整流二极管;Lf、L、Ca和Cb分别为输出滤波电感和滤波电容;Z为输出负载。无锡霍尔电压传感器发展现状
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